一种用于心电/脑电采集的电流反馈放大器

　　心电、脑电信号广泛应用于临床医学诊断。传统的心电、脑电信号采集仪器体积大、功耗高，只能应用于医院和诊所。可穿戴心电、脑电信号采集系统是未来的发展趋势，而低功耗、低噪声的放大器是其中必不可少的模块。

用于实现心电、脑电信号采集的低功耗、低噪声仪表放大器通常有三种结构，其中，最经典的结构是三运放仪表放大器，它具有输入阻抗高、共模抑制比高等优点。

然而，由于3个跨导放大器共同贡献噪声，三运放仪表放大器的噪声性能较差，且占用的芯片面积也较大。另一种经常用到的电路结构是电容耦合型放大器。该结构利用反馈电容与伪电阻形成的高通滤波器，有效地滤除了DC失配。但是，伪电阻阻值会随两端电压的变化而变化，且由于阻值较大，电路的启动时间很长3。斩波放大器利用斩波调制器将低频的1/f噪声调制到高频处滤除，从而实现低噪声设计，但斩波器会引入输出纹波干扰[4’5]。经典电流反馈型仪表放大器具有低功耗、低噪声的优点，但无法实现输出轨到轨，相比yV量级的脑电信号，差分电极失配非常大，限制了放大器的闭环增益。虽然降低放大器增益可以容忍较大的差分电极失配，但对ADC精度提出了更高的要求，增加了ADC的设计复杂度和系统功耗。

本文对经典电流反馈型仪表放大器的结构进行改进。相比经典电流反馈型仪表放大器，本文设计增加了电平转换电路和后台数字失配校准电路。

在放大器输出端与M4管栅极之间增加了电平转换电路，以小于1的增益将输出端电压衰减到合适的范围内，使得在输出轨到轨的情况下M4管能够正常工作。后台数字失配校准电路对差分电极失配进行校准，使放大器增益不受差分电极失配的限制，降低了对ADC精度的要求。

　　在经典电流反馈型仪表放大器中，输出端直接连到M4管栅极实现负反馈，然而满足M4管正常工作的栅端电压范围有限，放大器无法实现输出轨到轨。本文通过在输出端和M4管输入端之间增加电平转换电路来实现输出轨到轨。电平转换电路如图2所示，包含两个电阻和一个电压跟随器。通过电阻分压，将轨到轨的输出衰减到较小的电压范围内。电压跟随器将电压转换到适合M4管的范围内。

给出了采用后台数字失配校准电路前后的波形图。仿真设置输入信号为0.8mV的正弦信号，DC失配为2mV。在没有使用后台数字失配校准电路情况下，输出波形出现硬失真;当采用后台数字失配校准电路后，输出波形被校准到饱和区内。校准电路持续工作，以确保仪表放大器输出电压没有超出饱和范围。

除了DC失配电压、动态失配，温度漂移等失配也可以通过该数字失配校准电路来校准。校准过程中引入的信号突变可以在数字域进行补偿。当输出电压没有超出饱和区时，SAR数字电路模块不翻转，从而将校准电路功耗降到最低。本文提出了一种用于心电、脑电信号采集的低噪声、低功耗电流反馈型仪表放大器。

通过增加电平转换电路，实现了输出轨到轨;采用后台数字失配校准电路来校准差分电极失配。基于018pmCMOS工艺，对该电流反馈型仪表放大器进行设计和仿真。仿真结果表明，在1.8V电源电压下，电流消耗仅为1.7PA,等效输入噪声为1.5PV(0〜100Hz),满足心电、脑电信号采集需求。