地面广播中的8-VSB与COFDM比较
传统的模拟电视频道是以几十年前的老技术为基础的，占用了大量的带宽，如果发射机之间距离足够远的话，则可以使用同一频道在各自的覆盖范围内播出各自的节目,但是如果两者覆盖范围若存在有重叠的区域，该频道则完全不能使用。在某些电子新闻采集系统（eng）中，会利用模拟微波技术进行信号传送，但这些微波通路会受多径干扰问题的影响，这种影响有时很严重，导致很长的时延，从而使画面完全失真。解除禁用频道和使用较窄的带宽来发射，是广播业发展的必然趋势。地面dvb（dvb-t）标准就是依赖一系列的基础技术，利用mpeg-2压缩编码方式降低比特率来进行视频编码，并可根据实际用途来选择4：2：0或4：2：2两种不同的图像编码方式进行传输，使两者有机的结合在一起。
模拟发射机和数字发射机器工作原理之间的主要差别是，前者的发射机输出是由连续变化的模拟信号调制过的载波，而后者是通过一系列分立状态之间的切换来传递信息的，这一过程称为信道编码，数字等效于调制。地面发射可以有比卫星之类的发射更大的功率，所以能将更强的信号发送到接收机。这就有可能采用多电平信号，这种信号的功率以一系列阶梯波发射出去，不存在一个阶梯信号被误认为另一阶梯而造成的杂波。结果是减少了所用的带宽。
图1a是最简单的情况，发射机只有一个单位功率,0和1代表发射机功率高低的两种状态,每种状态只用1个比特表示。图1b所示系统中发射机有4个功率。此时一个符号载两个比特，因此两个比特有四种可能的组合，从而使带宽减半。图1c示出美国atsc系统如何使用一个8功率信号。此时每个符号传送3个比 特，只需要图1a所示简单系统的三分之一带宽。
vsb和cofdm这两种调制技术，有助进一步节省带宽。接收机接收到信号后在把数字信号变成模拟信号之前对误码及残留受损数据进行处理，只要误码修正系统还工作在它的能力范围之内，就不会出现明显的质量下降。但如果误码超过可以矫正的范围，mpeg解码后的结果就非常糟。因此画面和声音的原始质量实际上由压缩系统的性能决定，而不在于射频发射通道。在数字通道系统中，信号强度并不直接影响图像质量，图像质量由比特误码率决定,一般由信号差造成，从整体上看，信道只有足够好，才能保证在所有可以预见的条件下，不会发生超出误码校正范围的情况。
信道包括调制器，发射机，天线，接收天线和解调器以及发射机和接收机之间的中转部分。通常最不受控制的就是传输途径。传输路径将引入宽带噪声或者高斯噪声，以及由于闪电引起的脉冲噪声等,这两种效应都能通过误码矫正来处理。卷积内码抗噪声性能很好，而交织的里德-索罗门码可以解决突发误码。
随着射频传输频率越来高，波长越来越短。对于任何类型的高频传输，最大问题之一就是多径接收。无线电信号受障碍物的影响是与波长与物体的相对大小而定。
波长为数百米的调幅（am）传输可以轻易地绕过较大的物体。传输波长越短，则同样的障碍物影响越大，这些物体造成的反射越大。
经过反射物体的延时反射信号叠加在接收机接收的直达信号上，在模拟传输过程中这将导致重影。在简单的数字传输中，比特率非常高，以至反射信号可能落后直达信号几个比特，引起码间串扰。与噪声不同，噪声是统计的，由反射造成的干扰则是连续不断的，其结果就是一个高比特误码率，造成纠正系统难以应付。
提高发射机功率于事无补，因为反射的功率也按比提高。如同模拟电视uhf传输一样，对于普通的数字传输，必须具备一幅定向天线，因为它能帮助抑制反射。事实上，在调整天线时，最佳的结果将是让反射波在极坐标图的零点里，而不是调到有最大的信号。
当前国际上全数字高清晰度电视传输系统中采用的调制技术主要有：qpsk（四相移相键控）,mqam（多电平正交幅度调制）,vsb（多电平残留边带调制）和cofdm（正交频分复用调制）。qpsk广泛应用于数字微波通讯系统，数字卫星通讯系统及有线电视的上行传输；美国hdtv传输系统中采用mqam和vsb方案，有线电视的下行传输亦采用qam技术；cofdm为欧洲hdtv传输系统采用。采用这些高速数据调制技术，能有效的提高频谱利用率，进一步提高抗干扰能力，满足电视系统的传输要求用，由于dvb-c和dvb-s是一个全球化的标准，已被世界各国采纳，因此数字电视之争主要为数字地面广播系统。然而,在数字地面广播系统中采用的有两种很不相同的数字调制技术：由atsc开发的网格编码的8电平残留边带（vestigal-side-band，8-vsb）调制系统，以及在dvb-t标准中采用的“编码的正交频分复用 ”（ codrthogonal frequency divi-sion multipiexing,cofdm）调制系统。
这里先介绍8vsb模式。地面广播8vsb模式在6mhz带宽内可传输19.28mbps的信息码率，其原理框图如图2所示。
从传送系统输入到传输系统的输入码率是19.39mbps，每个数据包188byte，其中一个同步byte和187byte信息（187/188=19.28/19.39）。输入信息首先进行随机化，然后进行前项纠错编码，附加20byte纠错码后，每个数据包变为208byte，再经2/3格形编码输出到复用器，与数据段同步和数据场同步混合。随机化和前向纠错不加到原包中的同步byte。包中的同步byte在复用时转成段数据同步信号。两个数据均最后合成一个数据帧，其数据结构如图3所示。
图3中的数据帧（data frame）先分成两个数据场（data field），每场又有313个数据段（segments），每场第一个数据段是数据场同步（ddta field sync），其中包括用于接收机均衡用的训练序列。剩余的312数据段，每个数据段时期携带了相当于传送包188byte的信息和附加的前向纠错编码数据。由于有交织，因此是实际上每段中的数据可能来自不同的传送数据包。每段共832个符号，前4个符号传送二进制同步信号提供段数据同步，但这里是二进制信号，是一个由+5～-5再回到+5的负向脉冲。数据段同步（ddta segment sync）相当于原mpeg传送数据包中的同步byte。数据段中其余的828个符号相应于mpeg包中剩余的187byte的信息加上20 byte的fec数据。因为采用2/3格形编码，因此2bit将变成3bit，而8vsb调制恰好可以表示3bit信息，因此，相当于2bit转换为一个8vsb符号，或1byte转换为4个8vsb符号（1byte=8bit）。因此同步byte占4个符号位，187个数据byte加20byte纠错数据共207byte数据占828个符号位。
这828个符号是以8电平信号发送即每个符号8比特，这样828×3=2484比特的数据在每个数据段中传送，根据下面计算所示：
187字节（数据）+20rs字节（伴随）＝207 字节
207字节×8比特/字节 ＝1656 比特
2/3格形编码需3/2×1656 比特＝2484 比特
精确的符号速率由下式决定：
（1）sr= 832×626÷48.4×10-3 ＝ 10.76 兆符号/秒
符号速率必须在频率上和运输码率锁定。发送子系统每个格状编码符号携带2个信息比特。故总负荷是
（2）10．76× 2 ＝ 21.52 mb/s
于是对于8-vsb的发送子系统净负荷比特率是
（3）21.52mb/s × (312÷313)× (828÷832) ×(187÷207)＝ 19.28mb/s
以上312/313是计入每场一个数据段的同步字段的开销,828/832是计入每个数据字段中数据字段同步4个符号间隔的开销,187/207是计入每个数据字段中rs码fec的20个字节的开销.
对于16-vsb每个符号携带4个信息比特,于是净负荷比特率是8-vsb的两倍,即
（4）19.28mb/s×2 ＝38.57mb/s
这样段速率为fseg＝10.76／832＝1294kseg/s
帧速率为fframe＝ fseg／626＝20.66frame/s
8电平符号和二进制数据段同步和数据场同步应该用抑制载波的单载波调制。在发送之前，大多数低端的边带应该去掉。得到的频谱是平坦的，只是在边带两侧各安排了形状为归一的均方根升余玄响应行程310khz的过渡区，在6mhz带宽内的归一化的传送频谱如图4。
从图5可看出，vsb让一个边带全部通过，而另一个边带只残留了一部分余迹。vsb比ssb（单边带）带宽多一部分，因此其频谱利用率降低。降低量由滚降系数α决定。一般，滚降系数α取值0.1～0.25，它表示残留边带占信号边带的多少。这里，取α为0.12，可得8vsb的带宽利用率为
6－6?0.12≈5.3bps／hz
16vsb原理与8vsb基本相同，只是串行数据流4bit一组送入d/a变换器中,8vbs是串行数据流3bit一组进入d/a变换器。
在被抑制的载波频率处，及高低端边界310khz处，要加上一个导频信号，此导频信号在vsb接收机中用于载波锁定，导频信号功率使总功率增加了0.3db，有助于降低实施中的损耗。而且由于导频信号位于同频道ntsc信号的残留边带区域内，对ntsc不产生同频道干扰。生成的基带信号转换成模拟形式（d／a转换器），然后调制到正交的中频载波，并用边带消除法（相位法）生成残留边带的中频信号。中频载波的标称频率为46.69mhz，等于中频中心频率（44mhz)加上符号除4（10.762mhz／4＝2.6905mhz）
cofdm的解决办法是发送许多个载波，而每个载波都具有一种低的比特率。它是把多个载波紧密而高效地组装起来，相互间没有干扰。由于使用很低的比特率，反射信号与直达信号可在同一比特的期间到达，收反射的干扰比较小。
一个串行数据信号波形基本上包含一序列矩形脉冲。矩形的变量是sinx/x 函数，因此基带脉冲序列具有sinx/x 频谱特性。当这个信号波形被用来调制一个载波频率时，结果为一个以载波频率为中心的对称sinx/x频谱。
如图5所示，频谱里的零点出现在载波后几倍比特率的间隔上。接下来的载波可以其它零点为中心放置，如图6所示。载波之间的相位为90o，或sinx的一个象限。也就是说，这些载波是相互正交的。实际上，整个频谱几乎是矩形的，由几千个载波被插入在一起，并填满可用的传输信道。
为了使调制系统更有效的克服码间干扰，还可以进一步采取措施，利用保护间隙（guard interval）进一步抑制反射。保护间隙设在比特与比特之间。在保护间隙里，载波返回到未调制状态，保护间隙的周期比反射周期更长。这样，在接受到下一个比特之前，就有足够时间让反射信号衰减掉。
保护间隙的使用，无疑降低了载波的效率，因为有些时间它是不发射数据的。一般效率降低20%左右。但是，因为这种设计大大改进了误码统计，纠正系统只需要很小的冗余，所以大大提高了有效传输率。
采用传统的调制技术，在几台发射机所覆盖区域之间的某些位置是没有信号的。但是，cofdm能工作在多径环境下。只要正确同步，几步发射机就能0精确的发射相同信号，整个地域都可以高效的重复使用一个信道，不存在禁用信道。阴影区可以由转发器使用同频道来链接信号。
保护间隔的使用可以避免符号间的干扰，但接收到的信号的相位和幅度仍然会受到影响，这个问题靠动态均衡来解决，一个已知相位和幅度的预定信号定期发送，接收机利用这个信号来测量信道的响应，各个载波的均衡特性就根据这个测量来计算。实际上就是cofdm频谱要带有一个“向导”信号，其能量比其它信号稍强。此向导信号是在整个信道指定的频率上分布，构成整个传输的标准。cofdm接收机对这个载波的符码进行快速傅立叶（fft）计算，甚至在多经环境下，fft计算能提供一种有效的频谱分析，算出相关系数，完成多径接收频谱变更的均衡计算。
只要信号强度足够，对采用cofdm调制技术的信号进行接收就不需要定向天线，可以进行全向天线移动接收。
一般来说，每个系统都具有自己独特的优势和劣势。dvb—t和atsc 系统都采用了级联的正向纠错和交织措施。dvb—t的外码（outer code）是具有12个rs块交织措施的rs（204，188 t=8）。从rs（255，239）缩减而得的rs（204，188）编码，能够纠正8个字节的传输误码；atsc系统实施了应该更强有力的rs（207，187，t=10）编码，它能够纠正10个字节的误码；并且采用更长的52个rs块交织器，以便平缓脉冲干扰和同频道的ntsc干扰。rs编码实施的差别对于atsc系统将得出约 0.5 db的c／n性能方面的优势。在内码调制上， atsc系统实施网格编码调制作为内码， 而dvb-t系统则采用次最佳的收缩卷积编码，这样对atsc而言将有高达1db的信道编码优势。因此可以看出，atsc 8-vsb系统在相加性白高斯噪声（awgn）信道方面有较强的能力，具有较高的频谱效率和较低的峰值—平均功率比，并且抗脉冲噪声和相位噪声的能力较强。它在低电平回波（鬼影）效果及模拟电视对数字电视的干扰方面与dvb-t性能类似。因此，atsc 8-vsb系统对于多频网络（mfn）实施何在6mhz信道内提供hdtv服务方面可能具有较大的优势。
考虑到高电平（高至0db）、长时间延迟的动态和静态多径失真时，dvb-t cofdm系统具有性能上的优势。当需要大范围单频网络（sfn）（8k模式）或运动接收（2k模式）的服务时，cofdm系统性能上具有优势,如dvb-t 2k系统能承受达数百赫兹的移动回波,而atsc只能承受12hz，所以dvb-t系统对移动更为可取。但cofdm技术上的优势也使发射机的设计变得更加严格，发射机的线性失真会引起交调，两个输入频率产生和频或差频，导致多载波互相干扰。
但是，应该指出：当前在任何现存的dttb系统中，任何信道间隔，无论是6mhz，7mhz或8mhz，还不能实现大范围sfn、运动接收以及hdtv服务。针对每一特殊应用必须选择特定的系统参数。
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