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UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 电路设计和原理1．1 UC3842工作原理 uc3842中文资料下载 UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图l所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0．5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2．5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。1．2 系统原理 本文以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 24V输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。 主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如图2所示。1．2．1 启动电路 如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正态噪声；C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经D1～D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3lOV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了UC3842的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。1．2．2 短路过流、过压、欠压保护电路 由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0．3V达到1V(即电流超过1．5A)时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压(在265V以上)，UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV(正常值是3．4V)以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。1．2．3 反馈电路 反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图2所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升高时，取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2．5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。R7、R8的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即 1．2．4 整流滤波电路 输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。 (1)输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。解决的方案是在电源输入端加电容C5，以滤除此噪声干扰。 (2)高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用π型滤波的方式。滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。 (3)采用快速恢复二极管D6、D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短，有利于减少高频噪声。并联整流二极管减小尖峰电压 在大功率的整流电路中，次级整流桥电路存在较大杂散电感，输出整流管在换流时，由于电路中存在寄生振荡，整流管会承受较大的尖峰电压，尖峰电压的存在提高了对整流二极管的耐压要求，也将带来额外的电路损耗。整流桥的寄生振荡产生于变压器的漏感(或附加的谐振电感)与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。 当副边电压为零时，在全桥整流器中4只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压Vin/K(K为变压器变比)时，整流桥中有两只二极管要关断，两只二极管继续导通。这时候变压器的漏感(或附加的谐振电感)就开始和关断的整流二极管的电容谐振。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压，因此，必须采用有效的缓冲电路，有许多文献对此作了研究，归纳起来有5种方式：RC缓冲电路，RCD缓冲电路，主动箝位缓冲电路，第三个绕组加二极管箝位缓冲电路，原边侧加二极管箝位缓冲电路。在这里提出另一种减小二极管尖峰电压有效的方法：即整流二极管并联，其具体的电路图如图3所示。 并且这种方法在大功率全桥移相DC／DC电源变换器的项目中得到了应用，实验波形验证了该方法，实验结果如图4所示，其中图4(a)是整流桥电压波形，可以看出，由于变压器的漏感和二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生的高频振荡，使二极管存在很高的尖峰电压；图4(b)是采用并联整流二极管之后整流桥电压波形，明显尖峰电压减小很多，验证了该方法的有效性。实验结果及分析 对设计的电路进行了实验，图5示出了实验波形。图5(a)上波形为UC3842的脚4三角波振荡波形，下波形为UC3842的脚6驱动开关管的PWM波；图5(b)上波形为满载时输出电压直流分量Vdc，下波形为交流纹波Vripp。 UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点，在100W以下的开关电源中有很好的应用前景。 详细：
我爱吃土豆儿
题主是否想询问“反激式开关电源只能升压，不能降压的原因吗”原因如下：1、正激变换器是buck电路的隔离版本，而反激式变换器是buck-boost电路的隔离版本，因此正激只能降压，反激可升压可降压。2、正激变压器没有储能，每次工作后，要用去磁绕组复位，否则磁通会累加到饱和，反激变压器开有气隙，具有电感储能功能。
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Droop法均流开关电源变换技术(图) 作者：航天科技集团五院五一○所 刘克承 王卫国 郭祖佑 日期：2006-1-1 对Droop法均流变换技术做了理论分析，建立了并联供电的热备份开关变换器的电路模型，进行了电路分析并给出了验证结果引言航天用电源系统的发展方向之一是用分布式电源系统代替集中式电源系统，其好处是使供配电系统设计简化，提高系统的整体可靠性。在分布式供配电系统中应用的DC/DC变换器为了进一步提高自身可靠性，一般采用并联备份方式，形成可靠性并联系统。国内目前星上应用的DC/DC变换器常用的并联备份方式为冷备份方式(主份承担全部输出功率，主份出现故障，需遥控指令进行主备份切换)、温备份方式(主份承担全部输出功率，主份出现故障，备份自动输出工作)。国外有资料表明，电子元器件在工作温度超过50℃时的寿命是常温25℃时的1/6，或者说电子元器件的失效率随温度升高大大增加。为了更进一步提高 DC/DC变换器工作寿命和可靠性，主要影响DC/DC变换器寿命的功率器件要合理设计使用工作应力，在并联供电系统中实现热备份方式(主备份同时工作， 各承担部分输出功率)。本文主要通过对Droop法DC/DC变换器并联均流技术的研究，设计了一种基于反激式电路拓扑的两个DC/DC变换器并联输出的均流变换器。单端反激电路的电路拓扑及工作原理• 电路拓扑 图1 反激式变换器反激式变换器是在基本Buck－Boost变换器中插入变压器形成的，线路组成见图1所示。变压器原边绕组其实是充当一个储能电感的作用，后文将叙述到初级电感量的设计将影响到反激式变换器的工作模式。电路工作的第一阶段是能量存储阶段，此时开关管Tr导通，原边绕组电流Ip的线性变化遵循式(1)。(1) 电路工作的第二阶段是能量传送阶段，此时开关管Tr关断，原边电流为零，副边整流二极管D导通，出现感生电流。并且按照功率恒定原则，副边绕组安匝值与原边安匝值相等。副边绕组电流Is遵循式(2)。(2) 其中为副边绕组电压，为变压器副边的等效电感。• 电路工作模式(1)工作模式改变的条件如图1所示的变换器，设开关管导通占空比为D1，二极管导通占空比为D2，工作周期为Ts，按稳态电感电流增量相等原则有：(3) 连续模式时，D1期间(开关管导通，二极管截止)存储在L上的能量在D2期间(开关管截止，二极管导通)没有完全放完，故有：(4) 不连续模式时，D1期间(开关管导通，二极管截止)存储在L上的能量在小于D2期间(开关管截止，二极管导通)已完全放完，故有：(5) 从而可以推导临界连续的条件是：D1+D2=1且每周期开始时的IP=0故有：(6) 其中，Lc为临界连续的电感值。代入式(3)有：(7) 利用状态空间平均法可以建立CCM模式下的反激变换器的小信号模型，如图2所示。 图2 CCM模式下的反激变换器的小信号模型从中可以导出开环输出阻抗为：(8) 其中 由式(8)可以看出，对设计好的Buck-Boost变换器，其输出阻抗仅为开关管导通比的函数。通过PWM控制开关管的导通占空比D，就可以控制变换器的开环输出阻抗。 Droop法均流原理分布式电源系统并联使用的好处是可以实现电源模块化和标准化系统设计，可以实现冗余设计，提高系统的可靠性。但同时要求并联的电源之间采取均流(Current-sharing)措施，以保证并联电源模块之间的电流应力和热应力均匀分配。Droop法又叫改变输出内阻法、斜率控制法、电压下垂法、外特性下垂法、输出特性斜率控制法，线路简单，易于实现；均流精度不高，适用于电压调整率要求不高的并联系统。 图3 开关电源电路模型 图4 开关电源的输出曲线如图3所示的单个开关电源，它的输出特性曲线如图4所示，其输出电压Vo与负载电流Io的关系为：(9) 图5 两台开关电源并联的电路模型当两台开关电源按图5并联时，每个开关电源的负载电流为：(10) (11) 其中 图6 并联后开关电源的外特性斜率从图6显见，外特性斜率小(即输出阻抗小)的电源，分配电流的增长量比外特性斜率大的电源增长量大。Droop法实现均流的主要手段就是利用电流反馈调节每个变换器的外特性斜率，使并联变换器的输出阻抗接近一致，从而达到输出均流。由前文所述，反激电路的输出阻抗为开关管导通占空比的函数，因此用反激电路实现Droop法均流的途径，应该通过电流检测信号控制开关管导通占空比来实现，或者说电流检测信号要参与PWM控制。本文用Droop法设计了两个12V输出的并联DC/DC变换器，结构如图7所示，技术指标要求如下。 图7 Droop法均流DC-DC设计原理框图输入电压：17V～32VDC；输出电压：12VDC；输出最大功率：30W；工作频率：200kHz。电压调整率：小于±3%；负载调整率：小于±3%；效率：大于70%；纹波：于70mV。设计结果● 负载调整率本文研究的反激式变换器的输出方式是离线式设计，而且电压采样信号没有从输出端直接采样，而是采用了磁隔离采样技术。这种设计可以不借助启动隔离电 路和隔离驱动电路而实现离线式输出，线路简单，但带来的缺点是负载调整率做不到很高。理论上很难把负载调整率做到±5%，有关文献介绍这种 设计(输出12V，电流从～变化)可以实现的负载调整率±3%，本设计经过一些有效的措施，使得负载调整率在负载电流从 ～变化时达到±3%。1. 变压器耦合由于电压采样信号是通过变压器电压采样信号绕组耦合输出电压变化信号得到的，故信号耦合的好坏直接影响到输出电压负载调整率的好坏。经过反复试验，得到两点实践经验：1. 变压器的绕制采用“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小，见图8所示。 图8 变压器的绕制方法2. 输出绕组和电压采样绕组并绕以实现最佳耦合效果。2. 工作模式经过试验发现，电路工作模式的不同对负载调整率影响也很大。当电路设计原边电感较大，工作于连续模式(CCM)时，使得负载变化引起的电流信号(峰值电感电流)波形斜率比较平(变化率小)，影响输出电压负载调整率；而电路工作于不连续模式(DCM)时，又影响效率。所以经过反复试验，电路设计原边电感适中(变压器初级匝数调整为6匝)，电路工作于临界连续模式，结果对输出电压负载调整率有一定改善。3. 电压采样信号试验中还发现，减小电压取样绕组的输出阻抗等效于对电压采样信号有一定的放大效果，可以一定程度地改善输出电压负载调整率，如图9所示。 图9 减小电压取样绕组的输出阻抗可改善输出电压负载调整率结论根据本文的有关研究和讨论，以及结合设计中遇到的实际问题的解决，所设计的单端反激热备份均流开关电源性能比较好，各项输出参数见表1。 表1两个并联DC-DC变换器的均流结果见图10。 图10 两个并联DC-DC变换器的均流结果从结果来看,由于DC/DC1的输出阻抗小于DC/DC2的输出阻抗，稳态调整的结果DC/DC1的输出电流始终大于DC/DC2 的输出电流，输出电流的不平衡度为左右。可以通过串联电阻调节DC/DC1的输出阻抗,能进一步降低不平衡度，但这样一来输出效率下降，二来导致输出负载调整率增大。从设计结果看，基本实现了热备份DC/DC输出，整体效率和各项指标比较好地达到了设计要求。参考文献1. 张占松,蔡宣三著.开关电源的原理与设计. 电子工业出版社.. 周志敏,周纪海著.开关电源实用技术设计与应用. 人民邮电出版社. . Marty Brown著, 徐德鸿,沈旭,杨成林,周邓燕译. 开关电源设计指南. 机械工业出版社.. 北京半导体器件五厂. 最新开关集成稳压器数据应用手册5. 刘树棠译.信号与系统(第二版).西安交通大学出版社. . Gene [美] Powell,Abbas Emami-Naeini著. 动态系统的反馈控制. 朱齐丹,张丽珂,原新等译. 电子工业出版社.
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